Testade en OP-baserad RLB i simulatorn och studerade lite olika
belastningar för att se hur det fungerar på ett ungefär.
Med bra op är det inga större problem att nå upp till 10MHz i testfrekvens.
RA,RB,RC och RD håller samma resistans som generator och last.
Testade att försöka anpassa en 800 ohms last till 50 ohm med ett LC-nät.
1. Först ansluts ingen last alls och utsignalen dämpas i dämpstegen lagom mycket och utsignalens amplitud antecknas.
2. Lasten ansluts och utsignalen antecknas på nytt, utsignalen är nu lägre på grund av missanpassningen.
3. Nu går det beräkna 20xlog(u2/u1), ett värde på return loss. Det går också bra att ställa dämpstegen så utsignalen
stiger i amplitud till värdet i steg 1. Skillnaden i dB för de båda inställningarna ger return loss.
4. Baserat på return loss så går SWR att beräkna.
Detta testades med 800 ohm och gav SWR 15.8 och sedan med matchande LC-nät sjönk SWR till 1.08.
11.1 mV obelastad -33dB
9.78 mV 800 ohm -33dB
Beräknat =>
20xlog(9.78/11.1) = -1.1dB
Justerat med dämpsteg till 32dB =>
11mV och Return Loss = 1dB
Beräknat =>
20xlog(140/159) = -1.1dB
reflection coefficient = 10^(-1.1/20) = 0.881
SWR = (1 + 0.881)/(1 - 0.881) = 15.8
-------------------------------------------------------------------
11.1 mV obelastad -33dB
0.455 mV L-PAD -33dB
Beräknad =>
20xlog(0.455/11.1) = -28dB => SWR = 1.08
Dämpad till 2 + 3 = 5dB => 11.7 mV
-33dB + 5dB = -28dB
Return Loss = 28dB enligt dämpstegen
Det är intressant att studera till exempel bandpassfilter. Passkurvan kan se helt ok ut men returnloss-kurvan visar tydligt hur
olika väl passbandet matchar lasten.
OP-baserad Return Loss-Brygga
OP-baserad Return Loss-Brygga
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Lär mig lite mer om return loss.
Designade ett bandpasfilter för 80m-bandet vars bandpasskurva
ser helt ok ut.
Studerar jag sedan utsignalen med oanslutet filter fås -18dB i frekvensspannet.
Med filter avläser jag toppen mitt i passbandet till -31dB.
Skillnaden blir 13dB och det är return loss. Den toppen indikerar att
anpassningen inte är lika bra just där i passbandet.
Sedan lärde jag mig att reurn loss anges positivt, alltså som +13dB.
Vänder man på det och anger -13dB så fås S11-parametern.
Jag vet inte riktigt men tror 13dB inte är extremt bra för ett banpassfilter.
13dB betyder ett SWR på 1:1.6 ungefär.
Bränner man på med 100W i radion så kommer en hel del inte fram som det var tänkt.
Designade ett bandpasfilter för 80m-bandet vars bandpasskurva
ser helt ok ut.
Studerar jag sedan utsignalen med oanslutet filter fås -18dB i frekvensspannet.
Med filter avläser jag toppen mitt i passbandet till -31dB.
Skillnaden blir 13dB och det är return loss. Den toppen indikerar att
anpassningen inte är lika bra just där i passbandet.
Sedan lärde jag mig att reurn loss anges positivt, alltså som +13dB.
Vänder man på det och anger -13dB så fås S11-parametern.
Jag vet inte riktigt men tror 13dB inte är extremt bra för ett banpassfilter.
13dB betyder ett SWR på 1:1.6 ungefär.
Bränner man på med 100W i radion så kommer en hel del inte fram som det var tänkt.
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
-
alexanderson
- Inlägg: 978
- Blev medlem: 18 januari 2017, 14:59:43
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Varför vill du ha ett bandpassfilter ? Mellan en radiosändare och en antenn sätter man ibland in ett lågpassfilter för att få bort övertoner.
Varför använder ditt bandpassfilter kopplade induktanser på ingång och utgång ?
Är du säker på att ditt bandpassfilter är rätt konstruerat 330 nH på ingång och utgång
Tyvärr vanligt att Svenska radioamatörer att inte använder det svenska språket. Ofta hör man radioamatörer säga choke, transmitter, CV etc.
Return Loss-Brygga heter väl Reflektionsdämpningsbrygga på svenska.
Varför använder ditt bandpassfilter kopplade induktanser på ingång och utgång ?
Är du säker på att ditt bandpassfilter är rätt konstruerat 330 nH på ingång och utgång
Tyvärr vanligt att Svenska radioamatörer att inte använder det svenska språket. Ofta hör man radioamatörer säga choke, transmitter, CV etc.
Return Loss-Brygga heter väl Reflektionsdämpningsbrygga på svenska.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Detta är inget filterbygge utan mer för att se hur det i princip fungerar.
SVF (swr) är ju det vanliga att mäta som radioamatör medans return loss mer
används av hf-tekniker. SAA2N som jag använder mäter RL (return loss).
Genom att studera några olika kretsar med LTSpice får jag lite övning i att
tänka i RL-banor var tanken. Ett fyrpolsfilter som BP-filtret ovan ger 4 dippar
om in- och utgångs-transformatorerna justeras annorlunda. De har förmodligen
inte korrekt varvtalsomsättning i LT-simuleringen. Jag bara tog några värden där
för att BP-kurvan skulle bli hyggligt bra.
SVF (swr) är ju det vanliga att mäta som radioamatör medans return loss mer
används av hf-tekniker. SAA2N som jag använder mäter RL (return loss).
Genom att studera några olika kretsar med LTSpice får jag lite övning i att
tänka i RL-banor var tanken. Ett fyrpolsfilter som BP-filtret ovan ger 4 dippar
om in- och utgångs-transformatorerna justeras annorlunda. De har förmodligen
inte korrekt varvtalsomsättning i LT-simuleringen. Jag bara tog några värden där
för att BP-kurvan skulle bli hyggligt bra.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Testar en resonanskrets med -3dB-bandbredden 500kHz och centerfrekvens 3750kHz
Utgår ifrån en egenlindad 4.12uH luftspole som jag mätt upp vid 3750kHz.
Q-värdet hamnade på 88 och det innbär att det motsvarar en induktans på 4.12uH med en
serieresistans på 1.103 ohm. Det beräknar man med formeln Rs = XL/QL.
XL = w*L = 97.1 ohm
Rs = 97.1/88 = 1.103
Den här serieresistansen går omvandla till en parallellresistans med formeln Rp = (Q^2-1)*Rs = 8550 ohm
Resonanskretsens Q-värde ska vara QR = 3570kHz / 500kHz = 7.5 för att -3dB-bandbredden ska bli korrekt.
Genom att belasta resonanskretsen så sänker man dess Q-värde och man ska belasta så lagom att QR blir 7.5
Belastningen som finns på resonanskretsen är generatorns resistans, belastningens resistans och själva
resonanskretsens resistans, 8550 ohm.
Detta medför att RG//RL//Rp ska ha en resistans på Xp*QR där Xp är antingen induktansens reaktans
eller kondensatorns reaktans. Eftersom jag mätt induktansen XL till 97.1 ohm så använder jag den,
reaktansen hos kondensatorn blir samma vid resonans, därför det blir resonans.
Så Rtotal = 97.1*7.5 = 728 ohm
Det här ger att RL//RG//Rp inte får bli mindre än 728 ohm
Om jag väljer att ha RG = RL = R såkan jag beräkna
1/728 = 1/R + 1/8550 => R = 796 ohm och 2*796 = 1592 ohm
1592//1592//8550 = 728 ohm och den belastningen är vad som krävs för 500kHz bandbredd
Skulle jag välja säg RG = 1500 ohm och RL = 2000 ohm fås en belastning på 1500//2000//8550 = 779 ohm
vilket skulle ge en smalare bandbredd. I så fall får man lasta ner med ytterligare en resistans i parallell.
Nu mäter jag Return Loss i bryggan men något som för resonanskretsar är intressant är Insertion Loss, IL
IL beräknas genom att beräkna utspänningen på resonanskretsen i förhållande till utspänningen utan resonanskrets
1592//8550 = 1342 ohm
BP i schemat är BP = V4*1342/(1342+1592) = 0.46*V4
Utan resonanskretsen fås BP = V4*1592/(1592+1592) = 0.5*V4 alltså halva signalgeneratorns spänning
IL = 20*log(0.46/0.50) = -0.7 dB desto närmare noll desto bättre
IL är ett mått på hur mycket av signalgeneratorns effekt som kommer igenom till utgången över RL.
I det här fallet har alla inblandade resistanser i RL-bryggan bytts till 1592 ohm. Såg en praktisk koppling
där konstruktören hade ett plug-in-system med vanliga värden, en 50 ohms-plugg en 75-ohms-plugg osv.
Här finns info om att mäta på induktorer https://www.coilcraft.com/getmedia/917e ... ppfreq.pdf
Utgår ifrån en egenlindad 4.12uH luftspole som jag mätt upp vid 3750kHz.
Q-värdet hamnade på 88 och det innbär att det motsvarar en induktans på 4.12uH med en
serieresistans på 1.103 ohm. Det beräknar man med formeln Rs = XL/QL.
XL = w*L = 97.1 ohm
Rs = 97.1/88 = 1.103
Den här serieresistansen går omvandla till en parallellresistans med formeln Rp = (Q^2-1)*Rs = 8550 ohm
Resonanskretsens Q-värde ska vara QR = 3570kHz / 500kHz = 7.5 för att -3dB-bandbredden ska bli korrekt.
Genom att belasta resonanskretsen så sänker man dess Q-värde och man ska belasta så lagom att QR blir 7.5
Belastningen som finns på resonanskretsen är generatorns resistans, belastningens resistans och själva
resonanskretsens resistans, 8550 ohm.
Detta medför att RG//RL//Rp ska ha en resistans på Xp*QR där Xp är antingen induktansens reaktans
eller kondensatorns reaktans. Eftersom jag mätt induktansen XL till 97.1 ohm så använder jag den,
reaktansen hos kondensatorn blir samma vid resonans, därför det blir resonans.
Så Rtotal = 97.1*7.5 = 728 ohm
Det här ger att RL//RG//Rp inte får bli mindre än 728 ohm
Om jag väljer att ha RG = RL = R såkan jag beräkna
1/728 = 1/R + 1/8550 => R = 796 ohm och 2*796 = 1592 ohm
1592//1592//8550 = 728 ohm och den belastningen är vad som krävs för 500kHz bandbredd
Skulle jag välja säg RG = 1500 ohm och RL = 2000 ohm fås en belastning på 1500//2000//8550 = 779 ohm
vilket skulle ge en smalare bandbredd. I så fall får man lasta ner med ytterligare en resistans i parallell.
Nu mäter jag Return Loss i bryggan men något som för resonanskretsar är intressant är Insertion Loss, IL
IL beräknas genom att beräkna utspänningen på resonanskretsen i förhållande till utspänningen utan resonanskrets
1592//8550 = 1342 ohm
BP i schemat är BP = V4*1342/(1342+1592) = 0.46*V4
Utan resonanskretsen fås BP = V4*1592/(1592+1592) = 0.5*V4 alltså halva signalgeneratorns spänning
IL = 20*log(0.46/0.50) = -0.7 dB desto närmare noll desto bättre
IL är ett mått på hur mycket av signalgeneratorns effekt som kommer igenom till utgången över RL.
I det här fallet har alla inblandade resistanser i RL-bryggan bytts till 1592 ohm. Såg en praktisk koppling
där konstruktören hade ett plug-in-system med vanliga värden, en 50 ohms-plugg en 75-ohms-plugg osv.
Här finns info om att mäta på induktorer https://www.coilcraft.com/getmedia/917e ... ppfreq.pdf
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
-
alexanderson
- Inlägg: 978
- Blev medlem: 18 januari 2017, 14:59:43
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Du som är så duktig på filterkonstruktion. Kan du hjälpa mig att konstruera ett mellanfrekvensfilter till en TV .
Senast redigerad av alexanderson 24 oktober 2023, 17:22:38, redigerad totalt 2 gånger.
-
alexanderson
- Inlägg: 978
- Blev medlem: 18 januari 2017, 14:59:43
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Har du tagit hänsyn till din luftspoles kapacitans, som beror på hur tätt du har lindat varven.4kTRB skrev: ↑23 oktober 2023, 17:58:00 Testar en resonanskrets med -3dB-bandbredden 500kHz och centerfrekvens 3750kHz
Utgår ifrån en egenlindad 4.12uH luftspole som jag mätt upp vid 3750kHz.
Q-värdet hamnade på 88 och det innbär att det motsvarar en induktans på 4.12uH med en
serieresistans på 1.103 ohm. Det beräknar man med formeln Rs = XL/QL.
XL = w*L = 97.1 ohm
Rs = 97.1/88 = 1.103
Detta medför att RG//RL//Rp ska ha en resistans på Xp*QR där Xp är antingen induktansens reaktans
eller kondensatorns reaktans. Eftersom jag mätt induktansen XL till 97.1 ohm så använder jag den,
reaktansen hos kondensatorn blir samma vid resonans, därför det blir resonans.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Håller på att uppdatera kunskaper om resonanskretsar och kan nu också få en uppfattning utav
hur väl det går att matcha mot exempelvis ett 50-ohm-system. Valde här en transformator baserad
på 2 kondensatorer som förutom att stega upp generatorns 50 ohm även ingår i resonanskretsen.
C1 och C2 blir en kondensator motsvarande 437pF. R17, Rp och den uppstegade resistansen
är resonanskretsens Loaded R vilken i det här fallet ska vara 728 ohm för en bandbredd på 500kHz.
I en fysisk krets tar man inte med Rp då den ingår i L som en serieresistans om 1.103 ohm.
Hade jag bytt Rp mot en 1.103 ohms resistor i serie med L i simuleringen blir reultatet detsamma.
hur väl det går att matcha mot exempelvis ett 50-ohm-system. Valde här en transformator baserad
på 2 kondensatorer som förutom att stega upp generatorns 50 ohm även ingår i resonanskretsen.
C1 och C2 blir en kondensator motsvarande 437pF. R17, Rp och den uppstegade resistansen
är resonanskretsens Loaded R vilken i det här fallet ska vara 728 ohm för en bandbredd på 500kHz.
I en fysisk krets tar man inte med Rp då den ingår i L som en serieresistans om 1.103 ohm.
Hade jag bytt Rp mot en 1.103 ohms resistor i serie med L i simuleringen blir reultatet detsamma.
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Du har ju ju VNA att mäta med? Då är ju ett Smith-diagram med Touchstone kurvor före och efter matchning ett bättre verktyg att få matchning IRL än att torrsimma med förmodat ideala komponenter.
Misstaget med att ha negativt return loss lär ha uppstått under WWII i USAs flotta.
Radiomekanikerna på fartygen fick tillgång till ett nytt verktyg, en tidig form av VNA med visning av kurvor på ett runt bildrör utan skala.
När de mätte return loss så utgick de från max spänning och läste av return loss som ett lägre värde och som man då satte som ett negativt, lägre dB-värde på bildröret.
Loss, förlust i en krets, om förlusten är negativ är det en förstärkning. Det kan man normalt inte ha i passiva kretsar, förstärkning om man inte bara tittar spänningen och bortser från effektöverföringen.
Exempelvis: Utresultat = Insignal - Förlust
Förlusten dras ifrån från insignalen. Samma sak med dämpsatser där en dämpning kan vara på t.ex. 10 dB. Den har inte -10dB dämpning men den påverkar nyttosignalen med -10dB.
PSWR finns som alternativ till VSWR, dvs effekt istället för spänning men det ställde till det då det redan var inkörd vana att kallas förlusten för negativ vilken gick an med spänningen men blev uppenbart fel med effekten.
Om det inte är mycket smalbandiga egenskaper som är av enda intresse, där man hypotetiskt kan "neutralisera" reaktansvärden med en motreaktans, så blir det än viktigare att ta med kretsens komplexa och frekvensberoende egenskaper.
Impedansen anges i signalkretsar ofta som x+iy Ohm förutom elkraft som ofta föredrar absolutvärde + vinkel typ 83^45° Ohm.
Fasvridningen inom ett låg eller bandpass-filter är ett sådan exempel som där man behöver ha med sej den komplexa kurvan för både insignal och utsignal i t.ex. LTE eller TV då man inte vill ha för mycket fasvridning inom bandet för att kunna göra korrekt IQ-demodulering. Smalbandig kommunikation på kortvågsbandet bryr man sej kanske inte så mycket om just den biten men vill man ha optimala filteregenskaper med minimala förluster över ett helt kommunikationsband för det filter man vill konstruera så behöver man ha tillgång till komplexa kurvorna för både ingångsimpedansen och utgångsimpedansen samt att man tar med komplexa kurvorna för varje enskild komponent.
Notera att det inte finns kondensatorer på t.ex. 437pf som standardvärde och därför finns inte heller impedans-kurvor från tillverkaren. Har man VNA så kan man mäta ett hopkok, t.ex. 430+7 pF men sådana värden behövs inte i praktiken och inom normal radio-design så går det oftast optimera filter trots att man enbart använder standard-komponenter.
Samma med en spole t.ex. en spole på 1uH finns med unika kurvor beroende på komponentstorlek, trådlindad, kärnmaterial, tunnfilm och dessutom är det ofta påtagliga skillnader på samma typ av komponent mellan olika tillverkare.
Så länge man är under 1GHz så är det kanske inte så petigt men på högre frekvenser så måste man även ta hänsyn till kretslayouten reaktiva egenskaper.
Sådana egenskaper märker tydligt man när man mäter med en VNA och kan fördärva en aldrig så bra teoretisk filterberäkning när man sedan mäter den verkliga kretsen.
Det är säkert att ta i väl mycket vad gäller hobby-design på låga frekvenser. Det blir tillräckligt bra överensstämmelse mellan teori och verklighet fast ska man verkligen optimera för t.ex. små förluster så ska alla detaljer med i teorin.
Jo det är ett misstag som ställt till det i många år.
Misstaget med att ha negativt return loss lär ha uppstått under WWII i USAs flotta.
Radiomekanikerna på fartygen fick tillgång till ett nytt verktyg, en tidig form av VNA med visning av kurvor på ett runt bildrör utan skala.
När de mätte return loss så utgick de från max spänning och läste av return loss som ett lägre värde och som man då satte som ett negativt, lägre dB-värde på bildröret.
Loss, förlust i en krets, om förlusten är negativ är det en förstärkning. Det kan man normalt inte ha i passiva kretsar, förstärkning om man inte bara tittar spänningen och bortser från effektöverföringen.
Exempelvis: Utresultat = Insignal - Förlust
Förlusten dras ifrån från insignalen. Samma sak med dämpsatser där en dämpning kan vara på t.ex. 10 dB. Den har inte -10dB dämpning men den påverkar nyttosignalen med -10dB.
PSWR finns som alternativ till VSWR, dvs effekt istället för spänning men det ställde till det då det redan var inkörd vana att kallas förlusten för negativ vilken gick an med spänningen men blev uppenbart fel med effekten.
IL liksom det mesta man mäter på växelspänningskretsar är ett resultat baserat på komplexa impedanser, i synnerhet när man har med reaktiva komponenter som påverkar fasläge.
Om det inte är mycket smalbandiga egenskaper som är av enda intresse, där man hypotetiskt kan "neutralisera" reaktansvärden med en motreaktans, så blir det än viktigare att ta med kretsens komplexa och frekvensberoende egenskaper.
Impedansen anges i signalkretsar ofta som x+iy Ohm förutom elkraft som ofta föredrar absolutvärde + vinkel typ 83^45° Ohm.
Fasvridningen inom ett låg eller bandpass-filter är ett sådan exempel som där man behöver ha med sej den komplexa kurvan för både insignal och utsignal i t.ex. LTE eller TV då man inte vill ha för mycket fasvridning inom bandet för att kunna göra korrekt IQ-demodulering. Smalbandig kommunikation på kortvågsbandet bryr man sej kanske inte så mycket om just den biten men vill man ha optimala filteregenskaper med minimala förluster över ett helt kommunikationsband för det filter man vill konstruera så behöver man ha tillgång till komplexa kurvorna för både ingångsimpedansen och utgångsimpedansen samt att man tar med komplexa kurvorna för varje enskild komponent.
Notera att det inte finns kondensatorer på t.ex. 437pf som standardvärde och därför finns inte heller impedans-kurvor från tillverkaren. Har man VNA så kan man mäta ett hopkok, t.ex. 430+7 pF men sådana värden behövs inte i praktiken och inom normal radio-design så går det oftast optimera filter trots att man enbart använder standard-komponenter.
Samma med en spole t.ex. en spole på 1uH finns med unika kurvor beroende på komponentstorlek, trådlindad, kärnmaterial, tunnfilm och dessutom är det ofta påtagliga skillnader på samma typ av komponent mellan olika tillverkare.
Så länge man är under 1GHz så är det kanske inte så petigt men på högre frekvenser så måste man även ta hänsyn till kretslayouten reaktiva egenskaper.
Sådana egenskaper märker tydligt man när man mäter med en VNA och kan fördärva en aldrig så bra teoretisk filterberäkning när man sedan mäter den verkliga kretsen.
Det är säkert att ta i väl mycket vad gäller hobby-design på låga frekvenser. Det blir tillräckligt bra överensstämmelse mellan teori och verklighet fast ska man verkligen optimera för t.ex. små förluster så ska alla detaljer med i teorin.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Testade steg 2 i det här med resonanskretsar:
koppla samman 2 stycken likadana med dels kondensator dels induktor.
1. en planare bandpasskurva över hela bandbredden
2. en brantare dämpkurva på endera sidan beroende på val av L eller C som länk mellan resonanskretsarna
3. förskjutning hela bandbredden till höger respektive vänster om den mittfrekvens man designat resonanskretsarna för.
Ett förslag blir då att vill man ha mittfrekvensen (3750kHz) mitt i passbandet för två på dessa sätt sammanlänkade RLC-kretsar
så får man designa resonansfrekvensen antingen fr + bandbredden eller fr - bandbredden
Fördelen med 2 sammakopplade är den plana passbandskurvan och valet man har mellan att dämpa mer antingen ovanför eller under passbandet.
Som synes blir Return Loss inte så imponerande bra mitt i passbanden.
koppla samman 2 stycken likadana med dels kondensator dels induktor.
1. en planare bandpasskurva över hela bandbredden
2. en brantare dämpkurva på endera sidan beroende på val av L eller C som länk mellan resonanskretsarna
3. förskjutning hela bandbredden till höger respektive vänster om den mittfrekvens man designat resonanskretsarna för.
Ett förslag blir då att vill man ha mittfrekvensen (3750kHz) mitt i passbandet för två på dessa sätt sammanlänkade RLC-kretsar
så får man designa resonansfrekvensen antingen fr + bandbredden eller fr - bandbredden
Fördelen med 2 sammakopplade är den plana passbandskurvan och valet man har mellan att dämpa mer antingen ovanför eller under passbandet.
Som synes blir Return Loss inte så imponerande bra mitt i passbanden.
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
-
alexanderson
- Inlägg: 978
- Blev medlem: 18 januari 2017, 14:59:43
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Känner Du till hur man lindar en spole för maximal Q-faktor ?
Om du mäter upp induktansen vid dubbla frekvensen (7500 kHz) vad får du då för värde på induktansen ?
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Spelar inte så stor roll då kapacitansen kommer dominera stort vid dubbla frekvensen i en sådan här RLC-krets.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Designat en småsignalförstärkare för 50 ohm in och 50 ohm ut.
Return Loss för denna belastad med 50 ohm lite under 21dB.
Skulle kunna användas som en front-end i en enklare mottagare.
Förstärkningen är dock aningen hög för just det ändamålet eventuellt.
Return Loss för denna belastad med 50 ohm lite under 21dB.
Skulle kunna användas som en front-end i en enklare mottagare.
Förstärkningen är dock aningen hög för just det ändamålet eventuellt.
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Testar också ett spänningstyrt filter. Använder några likriktardioder med pålagd backspänning.
RL blir i princip samma oavsett inställd resonansfrekvens. Det som ändrar sig är bandbredden.
RL blir i princip samma oavsett inställd resonansfrekvens. Det som ändrar sig är bandbredden.
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
Re: OP-baserad Return Loss-Brygga
Kom ju på att Q hos resonanskretsen går att få fram med en fyrkantvåg och kolla på oscilloskopet.
Exakta formeln är lite jobbig men mynnar ut i att man multiplicerar antalet perioder som åtgår
för att spänningen ska sjunka till hälften med konstanten 4.53
https://www.giangrandi.org/electronics/ ... ownq.shtml
Exakta formeln är lite jobbig men mynnar ut i att man multiplicerar antalet perioder som åtgår
för att spänningen ska sjunka till hälften med konstanten 4.53
https://www.giangrandi.org/electronics/ ... ownq.shtml
Du har inte behörighet att öppna de filer som bifogats till detta inlägg.
