http://www.elektronikforumet.com/forum/ ... =2&t=46004
och nu har jag byggt denna.
Bakgrund
Anledningen att bygga den var att jag behövde ha ca 30V spänning från ett bilbatteri för att driva min ljudmodulerade flybacktransformator (ska nog skriva om den i en annan tråd). Jag brukar driva den med 3st seriekopplade 11.1V LiPo-batterier, och när de är fulladdade (ca 34V vid belastning) gör den åt 500W och vid 28V krävs 300W för att driva den. LiPo-batterierna är smidiga att ha med sig, men de sjunker i spänning när de blir urladdade och dessutom tar de 8 timmar/styck att ladda med min nuvarande laddare - så ett vanligt bilbatteri är att föredra. Ytterligare en anledning att bygga boostomvandlaren var att lära mig en del nya saker.
Teori
Schemat på omvandlaren ser just nu ut så här:
Omvandlaren har två lägen att arbeta i - med aktiv diod och passiv diod. När belastningen är låg så används inte Q3 och Q4 eftersom spolen tappat laddningen helt under en cykel och de övre mosfetarna skulle då ladda upp den åt fel håll från kondensatorerna. När belastningen ökar så går den över i aktivt läge och slår på Q3 och Q3 efter att Q1 och Q2 slås av. Detta skyddar shottkydioden D2 och höjer verkningsgraden.
Duty-cyklen för Q1 och Q2 bestäms i en reglerloop baserat på nuvarande utspänning och önskad utspänning. Regulatorn är en PI-regulator med en del diskreta villkor och fungerar riktigt bra, även vid mycket snabba belastningsförändringar.
Utspänningen kan bestämmas i programmet - från Vin upp till 35V går att välja.
För att bestämma om den ska köra aktivt eller passivt används nuvarande inspänning, utspänning (mikrodatorn läser av alla spänningar) och duty-cykle för att avgöra om omvandlaren kör i kontinuerligt läge eller diskontinuerligt läge. Om den kör i kontinuerligt läge borde följande uttryck gälla:
Duty cycle = 1 - inspänning / utspänning
Ifall dutycyklen är lägre än så så används inte de övre MOSFETarna. Detta kollas i slutet av reglerloopen när duty-cyklen ska ställas in.
Switchfrekvensen ligger just nu på 20 kHz och detta genereras med timer1 på atmegan i phase-correct PWM, vilket gör att man kan ordna en liten fördröjning efter att Q1 och Q2 slås av innan Q3 och Q4 slås på (och tvärt om).
Det sitter även iic och uart på kretskortet. uarten använde jag med en blåtandsmodul för att läsa av alla värden i realtid och finjustera regleringen.
Notera att det även finns en mindre boostomvandlare i designen - denna är till för att förse mosfet-drivarna med 15V för att ladda upp gaten på MOSFETarna ordentligt. Drivarna är av typen FAN7371 och dessa kan sourca och sinka 4 ampere.
Bilder
Här följer lite bilder på bygget:
Detta är kretskortet på 80x50 mm och spolen bredvid. Hålmonterade komponenter sitter på ovansidan. Min telefon (htc desire) används som storleksreferens.
Ytterligare en bild på kretskortet. Notera att MOSFET-transistorerna inte har någon kylning. Detta fungerar bra till ungefär 20A på ingången. Matar man den med 10A (120W med 12V in) blir MOSFETarna knappt varma. För högre strömmar än 20A krävs nog lite bättre kylning.
Undersidan av kretskortet. Här sitter alla ytmonterade komponenter. Kopparbanorna krävde lite förstärkning för att klara de stora strömmarna.
Uppkoppling med flyback-transformator och oscilloskop. Den stora kylflänsen är till flyback-drivaren och _inte_ till boostomvandlaren.
Ljudmodulerad ljusbåge. Låter riktigt bra faktiskt jämfört med de flesta andra på youtube. wav-filen läses direkt från ett SD-kort och inte med någon ad-omvandlare eller 555-krets. Lägger kanske upp en till tråd med lite filmer om just denna.
(suddig bild) Trä antänds på några sekunder av värmen i ljusbågen.
Bilder från oscilloskopet
I samtliga av följande bilder är minus på oscilloskopet kopplad till GND i schemat ovan. Notera spänning/ruta och tid/ruta.
Drain-spänning för Q1 och Q2 (de sitter parallellt ifall ni inte har lagt märke till det än). Belastningen är liten i det här fallet så man set att dioden blockerar när strömmen i spolen försvinner (passiv diod).
Drain-spänning för Q1 och Q2 på kanal 1 och utspänning på kanal2. Man ser att switchtiden för MOSFETarna när man stänger av dem är ca 50ns, alltså riktigt snabbt.
Drain-spänningen på kanal 1 och utspänning på kanal2 igen. Nu är matningsströmmen ca 25 ampere. Ripplet på utspänningen orsakas av flybackdrivaren. Den är inte en snäll last och de flesta nätagg låter riktigt illa när man driver den, även vid lägre spänning och ström.
Drain-spänningen för Q1 och Q2 på kanal1 och gate-spänningen för Q3 och Q4 på kanal2. Nu jobbar omvandlaren i passivt läge, så man ser att gatespänningen för Q3 och Q4 inte går över drainspänningen för Q1 och Q2. Alltså används inte Q3 och Q4 här när Q1 och Q2 slås av.
Samma som ovan, men med 25A på ingången till omvandlaren. Nu arbetar omvandlaren i aktivt läge, så man ser att gatespänningen på Q3 och Q4 går ca 13V över deras sourcespänning (source på Q3 och Q4 är ihopkopplade med drain på Q1 och Q2). Drivaren använder en bootstrap-konfiguration för att driva upp gatespänningen 13V över högsta potentialen i övriga kretsen.
Jag kommer nog göra ett kretskort till med halleffektsensorer för strömmätning på ingången och utgången av omvandlaren för att använda den som konstantströmgenerator, upptäcka överbelastningar etc.
Om någon är intresserad kan jag lägga up programmet till mikrodatorn och layouten för kretskortet.
Ber om ursäkt för mitt lite elaka svar.
