Svenska ElektronikForumet

Jag satt och gjorde lite virtuella kopplingar i natt, för att se hur en MOSFET reagerar på olika sorters drivning av gaten. Jag simulerade (bl a) denna:



och fick detta resultat:



Det man ser är att V_OUT ligger fint på 12 V som den ska så länge gatespänningen V_GATE ligger på ca 0.8 V. När V_GATE sticker upp till 12 V sluter MOSFETen och V_OUT sjunker till 0 V, för att sedan stiga till 2 V i steady-state (när inte induktansen påverkar längre). En lägre gatespänning förvärrar saken betydligt, även om spänningen ligger ordentligt över gatetröskelvärdet på IRF540 (4 V max enl datablad). En fördubbling av lastresistansen sänker V_OUT till ca hälften i steady-state.

Vad hände med IRF540s RDs(ON) på 77 mOhm?? Om jag inte tänker alldeles fel så borde V_OUT ligga på ca 450 mV vid 2 Ohms last.



Arvid

De glömde nog att skriva att 44mohm gäller vid Tj=-60grader. Vid 20grader är den närmare 1ohm

Det är enda som jag kommer på ivart fall. Kolla fig 4 i databladet.

http://www.irf.com/product-info/datashe ... rf540n.pdf

EDIT: Fel av mig.... det var en normaliserad kurva ser jag nu...

Haha, fy f-n vad värdelöst!

Rds(ON) är angivet som 0.077 Ohm (max) vid Vgs = 10 V, Id = 17 A - men som du säger, enl fig. 4 gäller det vid 0 grader! Sen när anger man nyckelvärden med ett sånt bivillkor? Man tycker att de iaf kunde lägga till Tj = 0 grader i bivillkorslistan!

Rds(ON) definieras iofs som "Static Drain-to-Source On-Resistance". Det där med "Static" kanske är viktigt i sammanhanget. Nån som kan förklara det hela?

[Edit:] Ah, det var sant ja. Tack för det. D.v.s. normaliserad Rds(ON) = 1 @ 25 grader => Rds(ON) = 0.077 Ohm @ 25 grader. Antar jag. [Edit2:] då kvarstår alltså den ursprungliga frågan: varför beter sig kopplingen som den gör?

Arvid

Aningens OT: Vad är det för simuleringsprogram du använder?

En antik version av Proteus/Isis. Mycket bra funktioner men ett fruktansvärt användarinterface - eller vad sägs om att *högerklicka* för att markera, och högerklicka igen för att radera? Om det inte hade varit för Undo-funktionen så hade det varit helt oanvändbart.

Arvid

Jag vet inte något om varken programmet eller mosfeten men jag vet att simuleringsprogram kan skilja sig ganska mycket från verkligheten, tyvärr.

En fråga bara. Är kretsen till för PWM-styrning? Vad är applikationen. Sitter också och skissar på lite MOS-drivsteg.

Jo det är väl tanken, så småningom (PWM-styrning). Men för tillfället är kretsen mest till för att jag ska lära mig lite mer om MOSFETar. Jag hade tänkt att koppla upp den och mäta lite.

Simuleringen var mest till för att kolla på stig- och falltider, egentligen.

Arvid

Om det är PWM har jag hört att man ska ha en transistor för att ladda upp gaten så snabbt som möjligt. Men jag tror också man bör ha en transistor för att ladda ur gaten när pulsen går ned. För det krävs också ström. Se koppling nr 8 under denna länk (BD139):

http://www.picotech.com/applications/pw ... tml#chap11

>> DalaErik

Stämmer bra. Gaten är ju kapacitiv, och för att switcha den snabbt behövs det hög ström. Om man däremot nöjer sig med någon kHz och några A genom FETen så duger en enkel transistor stark pullup/down för att driva gaten.

C1 gör ingen nytta utan endast skada. Ang din simulering så tror jag att det är en dålig modell du har i ditt bibliotek. Försök ladda hem en mer fullständig makromodell från IRFs hemsida och lägg till den.

C1 och R2 är till för att slöa ner omslaget lite. För att citera en duktig elektronikkonstruktör och kompis till mig: "titta på u= -L di/dt" så ser du att snabba omslag inte alltid är att föredra. Det gäller att kompromissa så att effekten i MOSFETen inte blir för stor, samtidigt som spikarna hålls på en rimlig nivå.

Min tolkning av det är att har du omlag i storleksordningen nanosekunder och induktanser i storleksordningen millihenry så bör du teoretiskt få en spänningsspik i storleksordningen megavolt, och det blir nog svårt att ta hand om med en vanlig diod.

Men visst har du rätt i att för att få så snabba omslag som möjligt bör jag ta bort C1 och R2.

[edit:] Jag tänkte faktiskt köra med C1 = 220 pF och R2 = 150 R nu istället, eftersom jag hade de komponenterna hemma. Enligt (ett annat) simuleringsprogram blir omslagstiden fortfarande < 1 us med de värdena. Vi får väl se om det funkar eller om röken rymmer.

[edit2:] Vi säger att vi har en borstlös motor på 12 V med lindningsresistans 2 ohm, och att hela effekten (12^2 / 2 = 72 W) ligger över MOSFETen under hela omslaget. Vid 1 kHz switchfrekvens ligger alltså effekten över MOSFETen i 2us/1000us => 144 mW medeleffekt. Öka till 20 kHz och medeleffekten blir 2.88 W. Kan man räkna så här? Det låter rimligt, tycker jag.

Arvid

Simuleringar är ingenting att ha, en äkta komponent i en verklig koppling är så komplex att den inte låter sig simuleras på ett drägligt exakt sätt.

Angående snabba swithchtider så är det inget problem, bara man gör allt rätt. För att t.ex. switcha upp 12V till 200V så skall man ha snabbat möjliga frånslag, annars bränns effekten av i FET istället för att bli tillgänglig på utgången. Med en PNP-trissa för att dra ut gateladdningen kan man pressa upp verkningsgraden till över 90% på en sådan applikation.

spänningsspik i storleksordningen megavolt, och det blir nog svårt att ta hand om med en vanlig diod.

Spänningsspik blir det bara om du bryter strömmen tvärt, dvs di/dt = stor. Dioden kommer att se till att strömmen kan fortsätta gå och di/dt blir liten, alltså ingen spänningsspik så länge du har dioden. Jag har kopplat lite med switchregulatorer uppemot nån Ampere iaf. och testat med och utan RC filter för att försöka förstå varför en del sätter dem där. Jag har endast fått förbättrad prestanda då jag tagit bort gatemotstånd och kondensator och aldrig settnåt negativt av att inte ha dem där, vars sig simulerat eller testat. Vet inte vad som skulle kunna förbättras, EMI kanske?. Det har jag inte kunnat mäta.
Ska du switcha lite snabbare, 10khz +, skulle jag göra som marta säger och låta koppla in BJT transistorer som emitterföljare (typ klass B steg) just innan gaten för snabbast möjliga switchtid.


och att hela effekten (12^2 / 2 = 72 W) ligger över MOSFETen under hela omslaget.

Approximationen tycker jag är bra då den ger ger en snabbt och enkelt worst case effekt. Vill du träffa lite mer mitt på kaske man kan räkna på halva effekten eftersom spänningen över mosfeten kommer att stiga med ganska konstant hastighet under omslaget pga. ströcapacitansen mellan gate och drain som orsakar lite millereffekt (se min halvfärdiga förstärkarguide under GUIDER/FAQ och jämför med Cdom).


Simuleringar är ingenting att ha

Visst finns det skillnader mellan simulering och verklighet, men jag tycker att det är lite väl hårt att säga att de inte är nåt att ha. Så länge man har lite koll på vad som modeleras dåligt, t.ex. transienter över 1Mhz och saker som är beroende av strökapacitanser eller beta som t.ex. enkla oscillatorer så tycker jag att man kan få värdefulla resultat utan att slösa massa tid på att koppla. Oftast tycker jag simuleringsresultaten stämmer väldigt väl överens med verkligheten, speciellt vid låga frekvenser. Skillnaden i arvidbs simulering skulle jag tro beror på en dålig modell, sådär fel skall det inte bli annars.

Lärorika svar från alla, som vanligt här på EF! Tackar!

MOSFETen i fråga driver just nu en lampa som drar en 4-5 A och blir inte det minsta varm, så det var helt klart något knas med simuleringen, som flera ju redan har gissat på.

Arvid