Förstärkartyper av klass AB
Det här är en simulering av ett utgångssteg utan allt lullull. Du ser gatespänningen svept mellan -10V och 10V. När tröskelspänningen överstigs börjar det flyta ström i mosfeten. Den strömmen orsakar spänning över lasten vilket resulterar i att sourcens potential höjs. Det är en slags lokal återkoppling. Ökad spänning över Vgs -> Ökad ström i last -> minskad spänning över Vgs.
Så länge lasten inte är "för tung" kommer Vgs att öka "försumbart lite" och man kan med hyffsad precision säga att Sourcen följer Gaten (sånär som på en DC offsett. gnuttan större än tröskelspänningen)
Som du ser så ökar sourcespänningen inte riktigt lika fort som gatespänningen. Det beror på att strömmen i lasten ökar med högre spänning vilket i sin tur gör att Vgs ökar litegranna (vilket minskar utspänningen lika mkt eftersom Vs = Vg - Vgs). Vill man vara noggrann så kan man ränka ut försärkningen genom att mäta lutningen på utspänningen. I det aktiva området är den är c:a 0.95 (Att jämföra med 1 för en ideal följare) i det här fallet med 8 ohms last.
>Sen skulle jag gärna reda ut en definitionsfråga som uppstår: Styr Ids Vgs eller Vgs Ids?
Vad var först, hönan eller ägget?
.Du kan se det precis som du vill. Antingen ser du det som att du drar en ström ner i lasten. Den strömmen orsakar ett Vgs. Å andra sidan kan du se det som att du lägger på ett Vgs och det orsakar en ström i lasten. Resultaten blir desamma och det är två likvärdiga sätt att se på det.
Id = K (Vg-Vs-Vtr)^2 är mosfetens ekvation.
Id = R * Vs är lastens i det här fallet.
När bägge ekvationerna är uppfyllda infinner sig jämnvikt och det är där strömmarna och spänningarna kommer att lägga sig.
Trevligt att det blev en fortsättning på den här tråden . Får nog bli en epiloge på rapporten för mitt projektarbete som avslutades i somras...
Tror jag börja förstå nu. Tur att vi har förstärkargeniet pagge =). Försärkarkopplingen är ju relativt enkel att förstå iomed att NFB styr Vgs väldigt hårt. Tror jag har IRF540/IRF9540 liggandes i lagret. Får la knåpa ihop en liten förstärkare
Rena sourceföljare utan återkoppling får man ju tänka lite annorlunda i. Strömmen bestämmer Vgs (Eller tvärtom) precis som strömmen (Ic) bestämmer Vbe på BJTs. och man skulle väl kunna likna kurvan Vgs vs. Id med hFE vs. Ic om man jämför med BJTs?
Jag kan nog tänka som så att när man börjar smyga sig förbi cutoffspänningen (några volt) i Vgs på mosfet börjar det gå ström i lasten och höjer potentialen Vs. Resten av spänningsfallet hamnar på Vds och blir värme. Ju högre Vgs ju högre Vs. Kurvan Vgs vs. Id kan man ju inte riktigt gå efter om man vill styra strömmen genom lasten i detta fall eftersom lasten rubbar själva kurvan.
Hmm det här är analogteknik på hög nivå
Och vad är R? kan ju inte vara resistans...
. Får nog bli en epiloge på rapporten för mitt projektarbete som avslutades i somras...Tror jag börja förstå nu. Tur att vi har förstärkargeniet pagge =). Försärkarkopplingen är ju relativt enkel att förstå iomed att NFB styr Vgs väldigt hårt. Tror jag har IRF540/IRF9540 liggandes i lagret. Får la knåpa ihop en liten förstärkare
Rena sourceföljare utan återkoppling får man ju tänka lite annorlunda i. Strömmen bestämmer Vgs (Eller tvärtom) precis som strömmen (Ic) bestämmer Vbe på BJTs. och man skulle väl kunna likna kurvan Vgs vs. Id med hFE vs. Ic om man jämför med BJTs?
Jag kan nog tänka som så att när man börjar smyga sig förbi cutoffspänningen (några volt) i Vgs på mosfet börjar det gå ström i lasten och höjer potentialen Vs. Resten av spänningsfallet hamnar på Vds och blir värme. Ju högre Vgs ju högre Vs. Kurvan Vgs vs. Id kan man ju inte riktigt gå efter om man vill styra strömmen genom lasten i detta fall eftersom lasten rubbar själva kurvan.
Hmm det här är analogteknik på hög nivå
Vad är K och Vtr?Id = K (Vg-Vs-Vtr)^2 är mosfetens ekvation.
Id = R * Vs är lastens i det här fallet.
Och vad är R? kan ju inte vara resistans...
>Rena sourceföljare utan återkoppling får man ju tänka lite annorlunda i.
Nje, en sourceföljare kan vara en del av en förstärkarekoppling, men fungerar inte annorlunda bara för att man tittar på den isolerat som här. I en förstärkare kommer vasen att vara spänningskällan V3 och man tar en feedback från utgången men det påverkar ju inte förståelsen av kretsen som sådan. En sourceföljare (liksom emitterföljare) bör du se som ett byggblock som har förstärkning 1 (knappt) men hög förmåga att driva ström.
>när man börjar smyga sig förbi cutoffspänningen (några volt) i Vgs på mosfet börjar det gå ström i lasten och höjer potentialen Vs.
Precis. Approximationen man gör är att Vgs ändras så lite att man kan anta den konstant. Det var det jag försökte komma fram till i förra tråden med att även en stor strömdiff leder till en relativt liten Vgs diff vilket gör att man kan se Vgs som konstant.
Förresten, man ska ju naturligtvis ha en biasgenerator här precis som i BJT fallet för att undvika crossover regionen med gain = 0. Jag tog inte med den i simuleringen för att hålla allt enkelt.
>Vad är K och Vtr
K är en konstant som beror på mosfet.
Vtr är tröskelspänningen.
R är lastens resistans i exemplet
Nje, en sourceföljare kan vara en del av en förstärkarekoppling, men fungerar inte annorlunda bara för att man tittar på den isolerat som här. I en förstärkare kommer vasen att vara spänningskällan V3 och man tar en feedback från utgången men det påverkar ju inte förståelsen av kretsen som sådan. En sourceföljare (liksom emitterföljare) bör du se som ett byggblock som har förstärkning 1 (knappt) men hög förmåga att driva ström.
>när man börjar smyga sig förbi cutoffspänningen (några volt) i Vgs på mosfet börjar det gå ström i lasten och höjer potentialen Vs.
Precis. Approximationen man gör är att Vgs ändras så lite att man kan anta den konstant. Det var det jag försökte komma fram till i förra tråden med att även en stor strömdiff leder till en relativt liten Vgs diff vilket gör att man kan se Vgs som konstant.
Förresten, man ska ju naturligtvis ha en biasgenerator här precis som i BJT fallet för att undvika crossover regionen med gain = 0. Jag tog inte med den i simuleringen för att hålla allt enkelt.
>Vad är K och Vtr
K är en konstant som beror på mosfet.
Vtr är tröskelspänningen.
R är lastens resistans i exemplet
Okej, tackar för förklaringen! Känner mig redo att dra ihop ett litet mosfet steg nu . Måste skaffa ngn vettig trafo bara. Tror jag har en 2x12V 80VA trafo liggandes från ett gammalt bygge men det blir ju inte mycket effekt. För i mosfet steg behöver man väl minst 9V högre totalt matningsspänning till skillnad från BJT-steg pga Vgs.
Jag såg i schemat i detta schemat att där satt en konding mellan Gate och Source på på N-kanalarn, troligtvis i pF regionen? Vad är den bra för och varför bara på N-kanals sidan? Hindrar den självsvängning? Har sett många scheman utan.
Och varför finns D3 egentligen
Passar även på att slänga in en till fråga
I BJT-steg är det ju ett måste med emitter-resistorer, speciellt när man kör parallella utgångstrissor. Men mosfetar har ju negativ tempraturkofficient (eller var det positiv?) aja, tvärtom mot BJTs iallafall så teoretiskt sett så borde det ävl inte behövas något source-motstånd, även i parallella steg? Eller finns dom för att underlätta injustering av Iq?
edit: Kom på en sak till. Hur man dimensionerar Gatemotstånd. Plockar man standardvärden eller kollar man på ingångskapacitans? Varför behövs gatemotstånd egentligen?
. Måste skaffa ngn vettig trafo bara. Tror jag har en 2x12V 80VA trafo liggandes från ett gammalt bygge men det blir ju inte mycket effekt. För i mosfet steg behöver man väl minst 9V högre totalt matningsspänning till skillnad från BJT-steg pga Vgs.Jag såg i schemat i detta schemat att där satt en konding mellan Gate och Source på på N-kanalarn, troligtvis i pF regionen? Vad är den bra för och varför bara på N-kanals sidan? Hindrar den självsvängning? Har sett många scheman utan.
Och varför finns D3 egentligen
Passar även på att slänga in en till fråga
I BJT-steg är det ju ett måste med emitter-resistorer, speciellt när man kör parallella utgångstrissor. Men mosfetar har ju negativ tempraturkofficient (eller var det positiv?) aja, tvärtom mot BJTs iallafall så teoretiskt sett så borde det ävl inte behövas något source-motstånd, även i parallella steg? Eller finns dom för att underlätta injustering av Iq?
edit: Kom på en sak till. Hur man dimensionerar Gatemotstånd. Plockar man standardvärden eller kollar man på ingångskapacitans? Varför behövs gatemotstånd egentligen?
Hur mkt mer man beöhver beror lite på mosfet men generellt sett så är det nog 6-9 V. Man kan kika på strömkurvorna i databladet för respektive mosfet.
Global självsväning undviks som bekant genom att sätta C3 till lämpligt värde. Justering är enkelt. Mer C3 -> stabilare steg & sämre slewrate samt distortion pga lägre feedbackfaktor. När det gäller små lokala sväningar som t.ex. kan uppstå när en "konstig" last lastar en sourceföljare (eller tom. utan last då mosfetarna lastar varandra) är det tyvärr inte så enkelt att säga något. Självsväningarna är ofta >10MHz och ströinduktanser och kapacitanser i banor, komponenter och transistorer spelar stor roll där. Det är svårt att räkna på det, jag har inte sett nån som presenterat några såna resultat. Jag har gjort tappra försök men inte lyckats komma fram till så mkt...
När man inte kan räkna får man testa. En kondensator är en praktisk komponent man kan trycka in lite här och var och se om det blir lite stabilare. Min gissning är att C11 är en sådan "testkondning" som visat sig stabilisera bygget experimentiellt. Vad det gäller gatemoståndet så är det i en förstärkare av ondo eftersom det gör utgångssteget slöare vilket gör att den dominanta polen satt av C3 måste sänkas (C3 höjas). Detta leder som sagt till högre dist och sämre slewrate. Om motståndet ändå finns där måste det vara av samma orsak som C11, dvs resten av ett försök att stabilisera förstärkaren genom trial and error. Om man måste ha motståndet där bör man försöka hålla det så lågt som möjligt.
D3 är lite av ett mysterium. Eftersom D3 sitter på samma rail som VASen som är en av de huvudsakliga injektionsvägarna för rippel på matningen skulle D3 kunna verka som ett filter tillsammans med C6. Ett motstånd på 200-300 ohm skulle nog filtrera bättre. När jag simulerade mitt steg visade det sig att RC filter på matningen (motstånd där D3 sitter nu och mellan R7 och Q9 på negativa matningen) var mycket effektivt i kampen för PSRR (powersupply rejection ratio).
Vad det gäller emittermotstånden så vet jag inte säkert. Jag byggde en BJT - Mosfet hybrid (Complementary feedback pair med mosar som effekttrissa och bjt som styrtrissa) och var tvungen att ha motstånden där. Jag har hört ryktas att mosfet steg inte skall behöva emittermotstånd. Stora emittermotstånd är även skadligt för distortionen märkte jag när jag simulerade, antagligen eftersom de tenderar att förlänga crossoverpunkten. Därför skulle jag rekomendera dig att pröva (med strömbegränsat labbagg) och se om steget börjar strömrusa när det blir varmt eller ej. Med en fin flervarvig trimpot bör det inte vara svårt att justera Iq.
Om du känner dig sugen på att labba lite och inte bara göra direkt efter ritning skulle jag rekomendera att du skaffar Orcad eller motsvarande simuleringsverktyg. Det finns många intressanta fenomen man kan observera när man simulerar som är svåra att mäta i verkliga byggen dels för att det är svårt att skapa en testrigg för allt man kan vilja kolla och dels för att det tar så väldans mkt längre tid att byta ett komponentvärde i verkligheten än i en simulator. Vid låga frekvenser (t.ex. audiofrekvenser) brukar simulatorerna vara ganska tillförlitliga. Du kan direkt observera tradeoffs mellan stabilitet / dist / slewrate m.m.. Jag tyckte det var mkt lärorikt att sitta och testa olika saker i simulatorn.
I vilket fall som helst, lycka till
Global självsväning undviks som bekant genom att sätta C3 till lämpligt värde. Justering är enkelt. Mer C3 -> stabilare steg & sämre slewrate samt distortion pga lägre feedbackfaktor. När det gäller små lokala sväningar som t.ex. kan uppstå när en "konstig" last lastar en sourceföljare (eller tom. utan last då mosfetarna lastar varandra) är det tyvärr inte så enkelt att säga något. Självsväningarna är ofta >10MHz och ströinduktanser och kapacitanser i banor, komponenter och transistorer spelar stor roll där. Det är svårt att räkna på det, jag har inte sett nån som presenterat några såna resultat. Jag har gjort tappra försök men inte lyckats komma fram till så mkt...
När man inte kan räkna får man testa
. En kondensator är en praktisk komponent man kan trycka in lite här och var och se om det blir lite stabilare. Min gissning är att C11 är en sådan "testkondning" som visat sig stabilisera bygget experimentiellt. Vad det gäller gatemoståndet så är det i en förstärkare av ondo eftersom det gör utgångssteget slöare vilket gör att den dominanta polen satt av C3 måste sänkas (C3 höjas). Detta leder som sagt till högre dist och sämre slewrate. Om motståndet ändå finns där måste det vara av samma orsak som C11, dvs resten av ett försök att stabilisera förstärkaren genom trial and error. Om man måste ha motståndet där bör man försöka hålla det så lågt som möjligt.D3 är lite av ett mysterium. Eftersom D3 sitter på samma rail som VASen som är en av de huvudsakliga injektionsvägarna för rippel på matningen skulle D3 kunna verka som ett filter tillsammans med C6. Ett motstånd på 200-300 ohm skulle nog filtrera bättre. När jag simulerade mitt steg visade det sig att RC filter på matningen (motstånd där D3 sitter nu och mellan R7 och Q9 på negativa matningen) var mycket effektivt i kampen för PSRR (powersupply rejection ratio).
Vad det gäller emittermotstånden så vet jag inte säkert. Jag byggde en BJT - Mosfet hybrid (Complementary feedback pair med mosar som effekttrissa och bjt som styrtrissa) och var tvungen att ha motstånden där. Jag har hört ryktas att mosfet steg inte skall behöva emittermotstånd. Stora emittermotstånd är även skadligt för distortionen märkte jag när jag simulerade, antagligen eftersom de tenderar att förlänga crossoverpunkten. Därför skulle jag rekomendera dig att pröva (med strömbegränsat labbagg) och se om steget börjar strömrusa när det blir varmt eller ej. Med en fin flervarvig trimpot bör det inte vara svårt att justera Iq.
Om du känner dig sugen på att labba lite och inte bara göra direkt efter ritning skulle jag rekomendera att du skaffar Orcad eller motsvarande simuleringsverktyg. Det finns många intressanta fenomen man kan observera när man simulerar som är svåra att mäta i verkliga byggen dels för att det är svårt att skapa en testrigg för allt man kan vilja kolla och dels för att det tar så väldans mkt längre tid att byta ett komponentvärde i verkligheten än i en simulator
. Vid låga frekvenser (t.ex. audiofrekvenser) brukar simulatorerna vara ganska tillförlitliga. Du kan direkt observera tradeoffs mellan stabilitet / dist / slewrate m.m.. Jag tyckte det var mkt lärorikt att sitta och testa olika saker i simulatorn.I vilket fall som helst, lycka till
Tack så mycket!
Får helt enkelt labba lite. Prova med och utan sourcemotstånd och konding över G-S.
Håller på och caddar upp layouten till stärkaren och funderar på att lägga in lite testpunkter för inlödning av trådar till ett externt labbkort där man kan labba med utgångssteget eftersom jag är rätt säker på att ingångsbiten funkar (behåller nog i princip i samma steg som i projektförstärkaren).
Jag har Electronic Workbench multisim 7.0 till simulationer. Dock vet jag inte riktigt hur man använder dist-analys osv..
Får helt enkelt labba lite. Prova med och utan sourcemotstånd och konding över G-S.
Håller på och caddar upp layouten till stärkaren och funderar på att lägga in lite testpunkter för inlödning av trådar till ett externt labbkort där man kan labba med utgångssteget eftersom jag är rätt säker på att ingångsbiten funkar (behåller nog i princip i samma steg som i projektförstärkaren).
Jag har Electronic Workbench multisim 7.0 till simulationer. Dock vet jag inte riktigt hur man använder dist-analys osv..
Du borde kunna göra en FFT (fouriertransform dvs frekvensanalys) och få fram nåt som liknar det här
Det du ser är en FFT av utsignalen med en c:a 1V ren sinus som insignal. Den stora spiken på c:a 22V och 1KHz är den förstärkta sinusen. De små spikarna vid c:a 30uV är amplituden på övertonerna.
För att räkna ut THD kan du använda denna formel
THD = sqrt(Överton1^2 + Överton2^2 ..... ) / Grundton
Det vill säga ruten ur kvadratsumman av övertonerna, allt delat med grundtonen. THD är alltså ett mått på förhållandet mellan övertoner och grundton.
Om du vill göra ett överslag på säg de 20 första övertonerna kan du överslagsräkna lite och anta att alla övertoner är lika höga som den högsta. Då får du
sqrt(20*HögstaÖverton^2)/Grundton = sqrt(20)*HögstaÖverton/Grundton.
Överslagsberäkningen utförd på bilden ovan ger Thd (0-20KHz )= sqrt(20)*30uV/22V = 6e-6 = 6e-4% = 0.0006% simuöerad THD.
Det du ser är en FFT av utsignalen med en c:a 1V ren sinus som insignal. Den stora spiken på c:a 22V och 1KHz är den förstärkta sinusen. De små spikarna vid c:a 30uV är amplituden på övertonerna.
För att räkna ut THD kan du använda denna formel
THD = sqrt(Överton1^2 + Överton2^2 ..... ) / Grundton
Det vill säga ruten ur kvadratsumman av övertonerna, allt delat med grundtonen. THD är alltså ett mått på förhållandet mellan övertoner och grundton.
Om du vill göra ett överslag på säg de 20 första övertonerna kan du överslagsräkna lite och anta att alla övertoner är lika höga som den högsta. Då får du
sqrt(20*HögstaÖverton^2)/Grundton = sqrt(20)*HögstaÖverton/Grundton.
Överslagsberäkningen utförd på bilden ovan ger Thd (0-20KHz )= sqrt(20)*30uV/22V = 6e-6 = 6e-4% = 0.0006% simuöerad THD.
Verkar inte gå att få upp nån grafisk analys i Multisim 7, däremot kan man köra en distortionanalys som räknar fram värdet efter man matat in fundamental frekvens, ställa in upplösning etc. Verkar ligga på 0.006% i 50W för det steget som jag länkade till förut. Men det är alltid bra att veta hur man räknar på det gamla hederliga sättet
Sen ställer jag mig lite frågande till varför man behöver zenerdioder mellan G-S. Det borde ju inte vara nån risk att man drar sönder trissorna pga för hög Vgs...
Sen ställer jag mig lite frågande till varför man behöver zenerdioder mellan G-S. Det borde ju inte vara nån risk att man drar sönder trissorna pga för hög Vgs...
Kul att det uppskattas. Tyvärr försvann bilderna då disken på min gamla webserver krashade. Jag har delvis skrivit om det (med nya bilder) under guide/FAQ. Inte hunnit klart pga mkt att stå i, samt att jag inte riktigt blev nöjd med resultatet. Bestämde mig för att redigera och dela in det lite tydligare och slänga det i wikin. Nån gång när jag får en dag över kommer det förhoppningsvis att hamna där.
Fritzell: Zenerdioderna är nog där för att man inte skall kunna klanta sig med biasratten. Pröva för skojs skull att ändra Q7 och C3 mot darlington tvåpolsvasen farbron förespråkade. exempel på tvåpols darlington vas. Låt seriekopplingen C6 och C3 i mitt förslag bli exakt det samma som C3 i hans design. På så sätt påverkar du varken slewrate eller stabilitetsmarginaler, endast distortionen. Jag har inte kollat själv, vet inte vad för skillnad det gör i det här fallet, nyfiken om du is testa. I mitt fall ser du skillnaden här och här. Tänk för övrigt på att kvaliten på Cdom kondensatorn antagligen är viktigast i hela designen. Cdom måste vara en kondensator med linjärt dielektrikum. Jag har inga data, men jag tror att NP0 är bra. Elfa säger såhär
Dielektrikum NP0
Ett keramiskt material som ej är ferroelektriskt. Det har en extremt hög temperaturstabilitet men dålig volymeffektivitet. Förlusterna i keramiken är mycket låga, även vid hög frekvens. Materialet åldras inte. Kapacitansen är inte spänningsberoende..
Det är det sista som är viktigt. Om kapacitansen är spänningsberoende är den även olinjär vilket direkt påverkar linjäriteten då Cdoms är den komponent som sätter vasens egenskaper i största grad.
Fritzell: Zenerdioderna är nog där för att man inte skall kunna klanta sig med biasratten. Pröva för skojs skull att ändra Q7 och C3 mot darlington tvåpolsvasen farbron förespråkade. exempel på tvåpols darlington vas. Låt seriekopplingen C6 och C3 i mitt förslag bli exakt det samma som C3 i hans design. På så sätt påverkar du varken slewrate eller stabilitetsmarginaler, endast distortionen. Jag har inte kollat själv, vet inte vad för skillnad det gör i det här fallet, nyfiken om du is testa. I mitt fall ser du skillnaden här och här. Tänk för övrigt på att kvaliten på Cdom kondensatorn antagligen är viktigast i hela designen. Cdom måste vara en kondensator med linjärt dielektrikum. Jag har inga data, men jag tror att NP0 är bra. Elfa säger såhär
Dielektrikum NP0
Ett keramiskt material som ej är ferroelektriskt. Det har en extremt hög temperaturstabilitet men dålig volymeffektivitet. Förlusterna i keramiken är mycket låga, även vid hög frekvens. Materialet åldras inte. Kapacitansen är inte spänningsberoende..
Det är det sista som är viktigt. Om kapacitansen är spänningsberoende är den även olinjär vilket direkt påverkar linjäriteten då Cdoms är den komponent som sätter vasens egenskaper i största grad.
Ahh där ser man. Får bli till att skaffa en sån till den slutgiltliga kortet sen då. Blir nog troligtvis klar med labkortet idag .
Jag har kvar bilderna i denna tråden på min dator så jag skulle kunna skicka dem.
Har gjort lite mer efterforskningar angående sourcemotstånd och för IRF540/9540 verkar det enligt databladen som om effekten av den negativa tempkoefficienten inte börjar verka förrän uppåt en 30A som är lite out-of-the-region inom audio. Tror jag slänger in ett par motstånd i layouten för säkerhets skull tills vidare..
En annan grej jag inte fick nån ordning på i simulatorn var kortisskyddet. Den enkla varianten med trissa över Re som öppnar vasen mot utgången nät Ir blir tillräckligt hög. Den funkade fint i BJT-steget men icke i FET-steget
Är det att FETen inte lastar nån basström som gör att den inte fungerar? Finns det några konventionella varianter som funkar bättre för FETsteg?
Tänkte förresten försöka klämma ur en 60-70W i 8Ω ur ett par IRF540/9540 på +-42V matning. Lite på gränsen på effektförlusten om man kör samma uteffekt i 4Ω men med stor kylfläns borde det gå
Satt och kalkylerade lite på hur stor trafo man behöver ha. Funderade lite på en 2x30V 225VA trafo. Säg att man kanske kan få ut en 24V i medelspänning (sinus) från slutsteget, det blir ju 3A i medelström. Strömpeaken är ju visserligen på drygt 4.3A så det kanske är lite kärvt. Prissteget upp till 300VA är ju inte så stor..
Vad jag inte förstår riktigt dock är Svebrys benämning på 225VA trafo
http://svebry.se/product.php?product_id=3666
225VA/60V= 1x3,75A ur 60VAC. Med detta betyder väl inte att man kan ta ut 2x3,75A ur 30VAC lindningarna samtidigt?? som svebry skriver. Dvs 1x7.5A som det blir eftersom man bara lastar en lindning i taget.
EDIT: Okej, schema kommer om en stund.
.Jag har kvar bilderna i denna tråden på min dator så jag skulle kunna skicka dem.
Har gjort lite mer efterforskningar angående sourcemotstånd och för IRF540/9540 verkar det enligt databladen som om effekten av den negativa tempkoefficienten inte börjar verka förrän uppåt en 30A som är lite out-of-the-region inom audio. Tror jag slänger in ett par motstånd i layouten för säkerhets skull tills vidare..
En annan grej jag inte fick nån ordning på i simulatorn var kortisskyddet. Den enkla varianten med trissa över Re som öppnar vasen mot utgången nät Ir blir tillräckligt hög. Den funkade fint i BJT-steget men icke i FET-steget
Är det att FETen inte lastar nån basström som gör att den inte fungerar? Finns det några konventionella varianter som funkar bättre för FETsteg?Tänkte förresten försöka klämma ur en 60-70W i 8Ω ur ett par IRF540/9540 på +-42V matning. Lite på gränsen på effektförlusten om man kör samma uteffekt i 4Ω men med stor kylfläns borde det gå
Satt och kalkylerade lite på hur stor trafo man behöver ha. Funderade lite på en 2x30V 225VA trafo. Säg att man kanske kan få ut en 24V i medelspänning (sinus) från slutsteget, det blir ju 3A i medelström. Strömpeaken är ju visserligen på drygt 4.3A så det kanske är lite kärvt. Prissteget upp till 300VA är ju inte så stor..
Vad jag inte förstår riktigt dock är Svebrys benämning på 225VA trafo
http://svebry.se/product.php?product_id=3666
225VA/60V= 1x3,75A ur 60VAC. Med detta betyder väl inte att man kan ta ut 2x3,75A ur 30VAC lindningarna samtidigt?? som svebry skriver. Dvs 1x7.5A som det blir eftersom man bara lastar en lindning i taget.
EDIT: Okej, schema kommer om en stund.
Senast redigerad av Fritzell 4 februari 2007, 14:58:35, redigerad totalt 3 gånger.
Har etsat prototypkortet ikväll. Blev ganska dåligt resultat. Korning, flammigt, dålig skärpa m.m men det är nog ändå användbart för detta ändamålet. Det beror i största hand på min skrivare :/
Här kommer schemat iallafall. Här utan strömbegränsning
http://img156.imageshack.us/img156/9179/ampwe2.gif
Blir troligtvis provbygge/labb imorrn.
Här kommer schemat iallafall. Här utan strömbegränsning
http://img156.imageshack.us/img156/9179/ampwe2.gif
Blir troligtvis provbygge/labb imorrn.
Vill du skicka bilderna så vore det kanon! Kan spara ner sidorna och redigera in bilderna lokalt sen.
markusbengtsson telia.com
Mycket intressant läsning är det iaf. Håller på å gnetar lite med boken som fagge läste in sig med, men jag tycker engelskan är lite jobbig. Tappar tråden i det jag läser hela tiden.. usch å fy.
Plus att den inte förklarar i detalj hur det funkar.
markusbengtsson telia.com
Mycket intressant läsning är det iaf. Håller på å gnetar lite med boken som fagge läste in sig med, men jag tycker engelskan är lite jobbig. Tappar tråden i det jag läser hela tiden.. usch å fy.
Plus att den inte förklarar i detalj hur det funkar.
